L'alimentation classique à 2 étages de semiconducteurs
Je n'ai pas encore entamé la première alimentation que je m'aperçois que je suis encore loin de l'objectif : débiter au moins 3A d'un transfo 8V2A sans générer ni parasites électriques, ni chaleur, le tout avec des composants courants et pas trop ruineux. Le circuit doit fournir au moins trois limitations : thermique, en courant et en tension.
La première alimentation va permettre de mettre en place et maitriser certaines techniques, en particulier le contrôle de MOSFETs par AOP. Mais l'approche évolutive n'est pas encore satisfaisante, en particulier au niveau du rendement qui va de pair avec la dissipation thermique. Même si on limite électroniquement le courant pour réduire la température, cela fait chuter le rendement et la puissance transmise, et l'augmentation de la résistance du MOSFET le fait chauffer...
L'approche nouvelle consiste à rajouter une règle de conception : pour réduire les pertes et la dissipation thermique, il faut réduire le nombre de semiconducteurs sur le chemin du courant. Ca a l'air con comme ça mais c'est un pas gigantesque en avant qui bouleverse toute la conception de l'alimentation, fait appel à des techniques différentes et surtout : oblige à en inventer d'autres.
C'est là que l'idée du redressement synchrone ressurgit. D'accord, ce n'est pas très facile à fabriquer et surtout je n'ai jamais rien lu à ce sujet et encore moins implémenté cette idée. Mais on sait qu'avec des MOSFET à très faible Rdson, on peut encore plus réduire la dissipation au niveau du redressement.
Mais ce n'est pas encore assez ! Un autre MOSFET sert normalement à réguler le courant et la tension en aval du redressement. Et la nouvelle règle énoncée ci-dessus dit qu'il faut trouver le moyen de l'enlever du chemin du courant. Mais alors, comment réguler le courant et la tension ???
Là est l'idée : avec les MOSFET du pont de redressement, pardi ! On ne va plus fournir une simple commande on/off mais à trois positions : off, on et linéaire. Lorsque le courant et/ou la tension atteignent la limite, les MOSFETs vont passer du régime saturé au régime linéaire, dissipant le trop-plein. Il va sans dire que travailler uniquement en régime linéaire n'est pas idéal mais cela montre l'importance du choix du transformateur. Au rythme actuel, un transfo de 6V serait plus adapté que le transfo de 8V que j'utilise actuellement : 6V x 1,414 = 8,484V soit seulement 8,484V - 8,2V = 0,284V de marge à dissiper.
L'électronique de contrôle (encore trop complexe et pas prête d'être finie) pose beaucoup de problèmes mais on peut déjà voir trois grands avantages à cette configuration :
En fait, cela ne gêne pas dans le cas de ce type de circuit, et c'est peut-être aussi bien.
Le schéma de principe montre d'autres soucis causés par cette configuration. D'abord l'alimentation de l'électronique de contrôle. La solution retenue est de créer une simple pompe de charge (qqs diodes et condos) et une régulation par Zener. Ainsi, l'électronique de contrôle peut commander les MOSFET même lorsqu'il n'y a pas de courant en aval (au démarrage), éventuellement un relais peut être actionné (pour éviter les retours de courants lorsque la prise secteur est débranchée) et on peut générer une tension suffisamment élevée, avec deux étages de pompe de charge, pour alimenter la grille et rendre les MOSFET les plus passants possible.
Comme on est dans les soucis, il faut aussi citer l'équilibrage des Vgs des MOSFET d'une paire. Comme ils sont à des Vs différents, on ne peut pas leur fournir la même tension de grille, ce qui implique une translation de niveau électrique. Cool. Mais cette inégalité crée un autre souci : si les MOSFET ont une variation relative de tension de commande, alors l'un risque de chauffer plus que l'autre :-( L'avantage usuel des MOSFET est qu'ils acceptent une tension de commande "suffisante" mais comme on fait une régulation linéaire, on ne peut pas accepter l'approximation.
Là où tout déraille, c'est lorsque l'on tient compte de la présence de la diode intrinsèque (en rouge sur l'illustation). Elle est bien en opposition (bloquée) en ce qui concerne la tension de sortie, mais la tension d'entrée est alternative et descend sous la tension de la source !!! Si ce montage était utilisé, un court-circuit se produirait entre les bornes du transformateur car le courant pourrait passer même si les bons transistors sont bloqués (explications plus tard).
A ce niveau, je cale et je panique. Il faut soit 1) trouver une topologie garantissant que la source est toujours à un potentiel inférieur au drain, mais alors le redressement n'a plus aucun intérêt, soit 2) trouver des MOSFET dont la diode est désactivée ou absente. Je suis piégé, car il n'est pas question d'ajouter d'autres semiconducteurs sur le chemin du courant.
L'appnote de chez Maxim " MOSFET Driver Is Reverse-Battery Protected" (PDF miroré ici) donne un premier indice mais nécessite l'utilisation d'un deuxième MOSFET, et peut-être même d'un troisième. Adieu l'économie s'il faut acheter 12 MOSFETs à très faible Rdson, d'autant plus qu'il y en aurait 6 en série dans le chemin du courant :-( Avec une paire de BUZ11A, la résistance de passage est d'environ 0,1 Ohm, ou 0,2 Ohms pour les deux branches d'un pont. Sous 3A en régime saturé, cela fait 2W à dissiper parmi les MOSFET, ou 1/2W par MOSFET. La tension de chute est d'environ 0,6V, moins que les Schottky. On peut descendre encore en-dessous avec des BUZ102 ou (mieux) des IRF3205 !
En fait, il faut que les paires de transistors soient "tête bêche" pour annuler leurs diodes intrinsèques. Leur grille peut être commandée par la même tension pour les deux. Ainsi, le courant peut être bloqué, passant à très faible impédance, ou résistant, dans ce cas les deux MOSFETs partageront la dissipation de chaleur.
Après analyse de différents schémas et consultation de différents catalogues, je me suis retrouvé en possession d'une huitaine de IRFZ44N. Encore une fois j'aurais dû faire plus attention, je les aurais trouvés à moitié prix dans un autre magasin, mais au moins je les ai.
J'ai beau retourner le schéma dans tous les sens, je n'arrive pas à trouver de moyen pour "factoriser" un ou deux transistors : chaque branche du pont (les quatre paires) doit obligatoirement avoir 2 MOSFETs tête-bêche pour empêcher tout court-circuit. Pourtant j'aurais bien aimé économiser un ou deux transistors... En tous cas, un troisième transistor P-MOS n'est pas utile dans notre cas car la paire fait déjà le travail requis.
La résistance max est donnée à 0,0175 Ohm, donc 0,07 Ohm sur le chemin du courant, soit une dissipation de 0,07 x 3² = 0,63W répartie sur le pont de redressement : on y arrive ! On verra bien ce que ça donne en régime linéaire (lorsqu'il faut limiter le courant ou la tension), mais répartir la dissipation sur 8 composants en boitier TO220 va peut-être économiser un radiateur.
Un passage sur fr.sci.electronique puis une redirection sur fr.sci.electrotechnique aboutissent à un mot-clé : non plus "redressement synchrone" mais "absorption sinusoïdale". Comme quoi il suffisait de demander à ceux qui savent ;-)
Google retourne de nombreux documents d'électrotechnique, plein de cours type IUT bien instructifs, comme http://www.geii.iut-nimes.fr/cg/Cours/Abs_sinus.pdf ou http://arnica.bretagne.ens-cachan.fr/pdf/mecatronique/Enseignement/RedresseurMLI_revue3EI2003.pdf (" LE REDRESSEUR MLI EN ABSORPTION SINUSOIDALE DE COURANT", miroré ici) mais ce n'est pas encore ça. Il semblerait même que ce ne soit pas vraiment le sujet qui me préoccupe.
Je patauge jusqu'à ce que je trouve ce document : http://www.iufmrese.cict.fr/catalogue/2002/cuniere/simulation_redresseur/simulation_redresseur_sinus_4q.pdf : "SIMULATION : LES REDRESSEURS A ABSORPTION SINUSOÏDALE DE COURANT EN MOYENNE PUISSANCE" (miroré ici). Le cas étudié et simulé ne correspond pas au mien : hachage à haute fréquence et utilisation à haute tension (je ne travaille pas directement sur le réseau), c'est une alimentation classique mais étudiée ici en 2 phases (BF et HF) pour des raisons expliquées dans le document.
C'est une partie du schéma étudié qui m'a interpelé :
L'extrait ci-dessus correspond à ce que je voulais faire au début ! Mais alors, comment se fait-il qu'il fonctionne sans court-circuit, lui ?
J'ai alors compris que j'avais pris le problème à l'envers tout en y ajoutant un élément qui n'est pas traité dans les cours d'électrotech. Il était évident que ce schéma utilise des MOSFET comme des "superdiodes" et non comme de simples interrupteurs. Par analogie avec les transistors bipolaires, je pensais que le courant ne pouvait passer que dans un sens. Cette idée étant entretenue par l'usuel qualificatif de "parasite" de la diode, la flèche "polarisante" sur le symbole du composant et le manque d'information dans les datasheets (ou alors je les ai tous mal lus ?).
Il m'en aura fallu du temps pour intégrer l'idée qu'un MOSFET peut aussi conduire dans l'autre sens ! Pourtant j'ai fait de la conception ASIC CMOS et les transistors NMOS ou PMOS ne distinguent pas la source et le drain. C'est simplement la présence de la diode "parasite" qui fait qu'on ne peut pas réellement utiliser de MOSFET en bidirectionnel. Le schéma ci-dessus fonctionne en prenant cette diode et en réduisant encore la résistance par une commande de la grille, transformant le système en une "superdiode", donc. Le schéma donné pour le MAX1614 (AN mirorée ici) aurait déjà dû me faire comprendre ce principe puisqu'il y a un des MOSFET "dans le sens inverse du courant".
De cette manière, on peut effectivement faire un pont de redressement synchrone à rendement plus élevé qu'avec de simples diodes. Il suffit de 4 MOSFETs au lieu de 8 et le contrôle est relativement simple. Pourtant, cela ne convient pas vraiment car les semiconducteurs sont utilisés seulement en régime saturé ou coupé. Pour une alimentation sur le réseau 220V, c'est compréhensible car le pauvre transistor en régime linéaire mourrait tout de suite ...
Mais ici, durant la phase de limitation de courant/tension, il faut contrôler les MOSFET pour qu'ils deviennent des résistances variables. La configuration "4 MOSFETs" ci-dessus ne convient pas : même si on commande la grille à l'état bloqué, la diode "parasite" va continuer à conduire. Il est probable que la dissipation de cette diode réduise un peu la tension de sortie mais cela n'offre aucune garantie, en particulier en cas de surtension du secteur. Bref, ça ne va pas du tout.
Maintenant que j'ai vu qu'un redressement synchrone peut effectivement fonctionner, et comment, il va falloir faire un choix délicat motivé par le nombre total de MOSFETs et le nombre de semiconducteurs sur le chemin du courant. L'élément critique sera le comportement en température sur toute la plage de fonctionnement ("dropout" ET "linéaire").
La configuration à 8 MOSFET est la plus radicalement différente et complexe, elle consomme plus de composants et en insère 4 sur le chemin du courant. En régime de dropout (transfo surchargé dont la tension chute), cela augmente la dissipation inutilement. Par contre, en régime linéaire (transfo très puissant qui fournit trop de courant), la dissipation thermique est répartie entre les 8 MOSFETs du pont. Cela réduit un peu les contraintes thermiques.
La configuration intermédiaire, avec un redressement synchrone (à "superdiodes") et avec un 5è MOSFET, a plusieurs avantages. Il n'y a que 3 MOSFETs sur le chemin du courant à chaque instant, au lieu de 4, ce qui réduit d'1/4 la dissipation des MOSFETs en dropout. Par contre, en régime linéaire, le pont va s'empresser de fournir du courant que le MOSFET de régulation devra dissiper tout seul. La tension du transfo devient critique et la gestion de la marge détermine la dissipation de chaleur. Non seulement une partie de l'énergie part en fumée, mais le MOSFET de régulation devra être équipé d'un radiateur efficace. Par contre la sortie est une tension lissée.
En pratique, la phase de dropout ne se produit que temporairement, pendant 20 minutes, alors que la phase suivante durera le reste du temps d'utilisation de l'appareil. Une fois les batteries rechargées, il y a peu d'appels de courant importants et le courant demandé variera entre dans une plage allant de 0,2A à 1A environ.
Autre chose : un gain de 1/4 de résistance de passage n'est pas important car un transistor un peu plus cher passera beaucoup mieux le courant (Geo Cherchetout m'a aiguillé vers le IRF2804 à 0,00023 Ohm)
Avec un transfo très puissant, quand il y a suffisamment de courant pour ne pas passer en régime de dropout, le modèle à "2 étages et 5 MOSFETs" risque de chauffer beaucoup. La même énergie est bien sûr dissipée avec un pont à 8 MOSFETs mais c'est la concentration de la chaleur sur un seul point qui me chiffonne. Plus concentrée, l'énergie est plus difficile à dissiper et la température de jonction risque d'augmenter beaucoup plus.
Je suis donc en train de travailler sur le circuit suivant :
Donc c'est la configuration à 8 MOSFETs qui est retenue. La sortie n'est pas lisse mais nous savons que ce n'est pas important car il y a d'une part la post-régulation par module DC/DC (donc répondant facilement aux variations en entrée) et la batterie qui est connectée directement dessus prend le relais en cas de baisse importante de l'alimentation.
Il serait pourtant désirable de réduire l'amplitude de l'ondulation au maximum afin de réduire aussi les contraintes sur les post-régulateurs, en particulier les LDO alimentant des circuits analogiques sensibles.
Comme vu plus haut, le premier moyen est d'augmenter la taille du gros condensateur réservoir, mais cela a un coût et prend de la place.
Autre technique hautement expérimentale : utiliser un autotransformateur branché sur le secondaire pour otenir deux autres points déphasés à 90°. Un autre pont synchronisé va alors tirer le courant lorsque le premier pont n'a plus de tension à fournir. Dans un cas idéal, on pourrait ainsi réduire fortement la taille du condensateur ! Mais l'autotransfo et le deuxième pont ont aussi un prix élevé. C'est quand même une idée à garder pour plus tard.
Troisième solution : elle est paradoxalement d'augmenter la tension de service du transformateur, à puissance égale. Le circuit travaille alors plus longtemps en régime linéaire et la puissance dissipée augmente, mais la durée de conduction aussi, donc la quantité d'énergie transmise. Le bilan énergétique n'est peut-être pas très bon, mais c'est le critère de la dissipation qui élimine cette proposition.
En fait, une bonne grosse capa de filtrage et une conception soignée des régulateurs en aval devraient suffire largement en pratique. En plus, la présence de l'accumulateur en sortie réduit encore potentiellement le ripple, donc une capa gigantesque n'est pas nécessaire. La puissance raisonnable du circuit d'alimentation (<30W) ne devrait pas provoquer de perturbation sur le réseau électrique, du moins pas plus qu'une grosse chaine hi-fi :-)
La spécification de l'alimentation précise que la température du boitier d'alimentation ne doit pas dépasser 40°C. Une boite métallique qui conduit bien la chaleur devra aider pour la partie dissipation.
Mais pour la génération, on a un gros compromis à trouver et je n'arrive pas à me décider. Soit on a du ripple, peu de puissance, avec une marge thermique mal exploitée, soit on réduit le ripple au max en travaillant autant que possible en régime linéaire mais en chauffant le reste.
Mais finalement, pourquoi choisir ? Il faudrait que les réglages soient inutiles. Mieux : contrôlés par la température... Donc : boucle de rétroaction sur la durée de la période linéaire dans un cycle.
Il faut croire que ce sujet m'inspire un peu n'importe comment. Je viens (enfin ?) de me rendre compte que le gros de la "dissipation" en régime linéaire était uniquement lié à la contrainte de tension/courant sur la batterie LiIon.
Y aurait-il moyen de fractionner le circuit pour que la régulation linéaire à 8,2V ne concerne que la batterie ? Mais bien sûr que si, surtout si on a un transfo bien puissant devant pour alimenter les autres circuits en même temps.
Les caractéristiques et avantages sont :
Maintenant, il suffit que chaque alimentation dispose d'une petite électronique de contrôle individuelle, de se connecter sur le bus et d'obéir à un protocole de gestion d'alimentation, du genre : si plusieurs batteries sont disponibles, alors une seule batterie externe fournit du courant, alimentant le circuit et/ou rechargeant la batterie interne.
Il y a tout de même un ou deux inconvénients. D'abord, le nouveau circuit de régulation va devoir intégrer de nombreuses fonctions nouvelles, en particulier gérer le passage du courant dans l'autre sens et disposer de sa propre pompe de charge séparée. D'autres fonctions comme la détection de sous-charge ou le déséquilibrage doivent être prises en compte si on veut éviter de mettre encore un autre circuit de protection sur le chemin du courant. Je pense au circuit UCC3911 (miroir ici), qui contient aussi des MOSFETs internes, une référence de tension, une mesure du courant, un pompe de charges ... L'assistance d'un microcontrôleur est nécessaire pour les fonctions avancées.
Ensuite, la tension de service du condensateur devra avoir une bonne marge, surtout si on branche des alimentations externes de qualité et voltages mal contrôlés.
Suite à un imbroglio par email, la vérité a enfin éclaté : dixit la personne concernée,
Quelques recherches sur google plus tard, il fallait se rendre à l'évidence : je suis très mauvais en néologisme. Pour moi, le redressement était "synchrone" par rapport à la tension du secteur. D'ailleurs, on parle bien de "redressement synchrone" pour les mesures RMS de puissance sur les réseaux électriques... Mais comme je suis une tanche en électrotech ...
Enfin, voilà, à force de persévérence, on avance :-)
Pssssssst !!!! J'ai oublié un détail : le fusible ! On ne sait jamais....
(à suivre ....)
Je ne sais pas combien de fois je vais encore changer de topologie mais ça a bien avancé, en tous cas :-)